基于GaN-Si器件混用的大功率无人机电机驱动软开关变换器

作者：尚远潘尚智宫金武林文强来源：《武汉大学学报（工学版）》日期：2022-09-27人气：444

无人机具有远程操控、机动灵活和维护简单等优势，已被广泛应用于军事防御^［1］、灾害防治^［2］、环境考察^［3］、科学研究^［4］和农业植保^［5］等关乎国计民生的众多领域。

当前无人机正朝着高转速（12万r/min及更高电气转速）、大功率（单个电机功率10 kW及以上）等方向发展，高转速要求变换器提供更高的基波频率，大功率要求变换器有更高的供电电压，变换器的安全可靠性也需要兼顾。无人机供电电池容量有限，提升动力驱动器的效率可以有效增加无人机的飞行里程和载重。降低变换器的尺寸能够简化无人机的结构设计，并能更灵活地控制无人机的运行姿态。缩减逆变器无源器件体积也需要逆变器运行在高频状态，但较高开关频率将带来严重的开关损耗，导致效率下降。器件快速开通关断过程中较高的电压变化率与电流变化率将带来严重的电磁干扰问题，影响变换器与外围电路的正常工作，较高的电压变化率也会降低无人机电机的绝缘性能，软开关技术能有效解决上述问题^［6-10］，也能满足变换器更高基波频率和更紧凑体积设计的需求。

按照辅助电路位置差异，现有三相软开关逆变器拓扑可分为两大类，一类是谐振直流环逆变器^［11-14］，另一类是谐振极逆变器^{［15，16］}。谐振直流环逆变器按照无源器件连接方式，又分为串联谐振和并联谐振。文献［11］提出一种零电压三相逆变器，仅用单个辅助开关即可创造所有开关的零电压开通条件；文献［12］在文献［11］拓扑基础上，提出了12扇区空间矢量脉宽调制（space vector pulse width modulation，SVPWM）方法，可实现1个开关周期辅助开关只动作1次便可实现三相桥臂的软开关，此拓扑结构简单，使用器件数量少，开关器件应力小，但辅助电感串联于直流母线，流过有效值较大的交变电流，产生较大功率损耗，也增加了辅助电感体积；文献［13］中并联谐振直流环逆变器的辅助电感不再串联于母线回路中，减小了辅助电感的损耗，但该拓扑有1个开关串联于功率回路，大电流场合会产生严重的导通损耗；文献［14］将辅助开关器件减为2个，去除了串联于直流母线的开关器件，且不需要设置电感充电电流阈值，降低了控制难度，但此拓扑谐振电容参数难以精确量化，对辅助电感的设计提出了较高要求；文献［15］提出了辅助谐振极逆变器，直流母线电压不受谐振过程的影响，但此拓扑3个桥臂存在耦合，在工作过程中相与相之间软开关的实现存在一定程度的交互影响；文献［16］提出了新型双辅助谐振极逆变器，每相各有1个双辅助缓冲回路，降低了耦合谐振带来的系统振荡，然而此拓扑结构复杂，器件使用过多，实用性受到了限制。

综合以上拓扑的优缺点和实际大功率无人机系统的需求，本文提出了一种基于GaN-Si器件混用的电机驱动软开关变换器，为进一步提高效率，提出了全负载范围软开关调制方法和负载自适应软开关控制策略。本文详细分析了变换器的工作原理、参数设计考虑和辅助电感电流控制等，最后在实验室样机上验证了该变换器的性能。

1 拓扑和回路动作

1.1　拓扑结构

图1为本文提出的三换流电感软开关逆变器拓扑，图1中：V_dc为直流电压源；C_dc为直流侧电容；S₁~S₆为主开关； $S_{X_{1}}$ ~ $S_{X_{6}}$ 为辅助开关；L_ra、L_rb、L_rc分别为A、B、C相的换流电感。各相逆变电路及其辅助电路相互独立，各相换流原理完全相同，现以A相为例进行分析。图2为A相等效电路图，左侧是为主开关S₁、S₂提供零电压软开关条件而构造的辅助回路，其由换流电感L_r和辅助开关 $S_{X_{1}}$ 、 $S_{X_{2}}$ 组成，其中换流电感L_r连接于主开关和辅助开关桥臂中点之间，I_o为负载电流。图2中各元件电压正方向用“+”表示，电流正方向用“→”表示。

图1 三换流电感软开关逆变器拓扑

Fig.1 Topology of triple commutation inductor soft-switching inverter

图2 A相等效电路

Fig.2 Phase A equivalent circuit

1.2　工作原理

三换流电感三相软开关逆变器的调制策略及在该调制策略下回路主要元件的理论波形如图3所示。图3中： $i_{L_{r}}$ 为电感电流； $i_{L_{r m}}$ 为电感电流峰值； $i_{S_{1}}$ 为主开关S₁的电流； $i_{S_{X_{1}}}$ 、 $i_{S_{X_{2}}}$ 为辅助开关 $S_{X_{1}}$ 和 $S_{X_{2}}$ 的电流；t为时间；t₀、t₁~t₈为此电路的不同工作阶段；U_dc为直流电压源的电压； $U_{S_{1}}$ 为主开关S₁漏极和源极之间的电压； $U_{S_{X_{1}}}$ 、 $U_{S_{X_{2}}}$ 为辅助开关 $S_{X_{1}}$ 和 $S_{X_{2}}$ 漏极和源极之间的电压。

图3 主要元件理论波形

Fig.3 Theoretical waveforms of main components

图4为逆变器各个工作阶段的等效电路。

图4 各工作阶段等效电路图

Fig.4 Equivalent circuits at different stages

对各个工作阶段进行详细分析：

1）模式0［t₀，t₁］。切换过程如图4（a）所示，主开关S₂开通，负载电流反向流过S₂沟道。

2）模式1［t₁，t₂］。切换过程如图4（b）所示，S₂开通，t₁时刻开通辅助开关 $S_{X_{1}}$ 。换流电感L_r开始充电，电感电压为V_dc，电感电流线性增加。由于换流电感的存在， $S_{X_{1}}$ 为零电流开通。此阶段持续时间为t_ch，此阶段结束时电感电流值 $i_{L_{r}}$ 超过负载电流I_o：

(1)

3）模式2［t₂，t₃］。切换过程如图4（c）所示。主开关S₂关断，换流电感L_r开始和S₁、S₂的漏源电容 $C_{S_{1}}$ 、 $C_{S_{2}}$ 谐振，S₁漏源电压降低，S₂漏源电压升高，换流电感电流增加。此阶段结束时S₁漏源电压降到0，S₂漏源电压升到直流侧电压V_dc。

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

(7)

(8)

(9)

式中： $i_{C_{S_{1}}}$ 、 $i_{C_{S_{2}}}$ 分别为主开关S₁、S₂漏极与源极间寄生电容的电流； $U_{C_{S_{1}}}$ 、 $U_{C_{S_{2}}}$ 分别为主开关S₁、S₂漏极与源极之间的电压； $U_{L_{r}}$ 为换流电感L_r两端的电压。

结合式（2）~（4）的电路关系、式（5）~（7）的元件特性和式（1）、（8）、（9）的初始条件，可得此阶段结束时换流电感电流峰值 $i_{L_{r m}}$ ：

(10)

此阶段持续时间为

(11)

4）模式3［t₃，t₄］。切换过程如图4（d）所示。换流电感电流仍大于负载电流，上阶段主开关S₁漏源电压已降为0，电感电流会使S₁漏源二极管 $D_{S_{1}}$ 开通。S₁漏源电压是二极管通态电压，近似等于0。由于 $D_{S_{1}}$ 通态压降以及 $S_{X_{1}}$ 、L_r和 $D_{S_{1}}$ 续流回路阻抗的存在，电感电流会小幅下降。

5）模式4［t₄，t₅］。切换过程如图4（e）所示。主开关S₁开通，然后辅助开关 $S_{X_{1}}$ 关断。上阶段S₁漏源二极管已开通，S₁可在零电压下开通，则S₁二极管上的电流转移到S₁的沟道。换流电感L_r与辅助开关 $S_{X_{1}}$ 、 $S_{X_{2}}$ 漏源极电容 $C_{S_{X_{1}}}$ 、 $C_{S_{X_{2}}}$ 谐振。 $S_{X_{1}}$ 漏源电压升高， $S_{X_{2}}$ 漏源电压降低，换流电感电流减小。此阶段结束时 $S_{X_{1}}$ 漏源电压为V_dc， $S_{X_{2}}$ 漏源电压为0。

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

(18)

(19)

式中： $i_{C_{S_{X_{1}}}}$ 、 $i_{C_{S_{X_{2}}}}$ 分别为辅助开关 $S_{X_{1}}$ 、 $S_{X_{2}}$ 漏极与源极间寄生电容的电流； $U_{C_{S_{X_{1}}}}$ 、 $U_{C_{S_{2}}}$ 分别为辅助开关 $S_{X_{1}}$ 、 $S_{X_{2}}$ 漏极与源极间的电压。

结合式（12）~（14）的电路关系、式（5）、（15）、（16）的元件特性和式（17）~（19）的初始条件，可得此阶段结束时换流电感电流为

(20)

此阶段持续时间为

(21)

6）模式5［t₅，t₆］。切换过程如图4（f）所示。上阶段结束时 $S_{X_{2}}$ 漏源电压已降为0，换流电感L_r电流会使 $S_{X_{2}}$ 漏源二极管开通， $S_{X_{2}}$ 漏源电压接近于0。电感两端电压为 $-$ V_dc，电感电流线性下降，但仍大于负载电流，电流反向流过S₁沟道。此阶段结束时负载电流和电感电流相等，持续时间为

(22)

7）模式6［t₆，t₇］。切换过程如图4（g）所示。辅助开关 $S_{X_{2}}$ 开通，前阶段 $S_{X_{2}}$ 漏源二极管续流， $S_{X_{2}}$ 在零电压下开通， $S_{X_{2}}$ 漏源二极管电流转移到 $S_{X_{2}}$ 沟道。换流电感电压为 $-$ V_dc，电感电流线性下降，小于负载电流。主开关S₁沟道流过正向电流，直流电源给负载提供电流。此阶段结束时电感电流降到0，此阶段持续时间为

(23)

氮化镓开关器件关断时反向续流有较大的压降，此阶段开通 $S_{X_{2}}$ 是为了降低 $S_{X_{2}}$ 的续流损耗。 $S_{X_{2}}$ 可在上阶段电感电流大于负载电流的任何时刻开通、可在此阶段的任何时刻关断， $S_{X_{2}}$ 开关时刻较为灵活，对控制精度要求不高。

8）模式7［t₇，t₈］。切换过程如图4（h）所示。辅助开关 $S_{X_{2}}$ 关断，完成主开关桥臂状态切换过程，主开关S₁沟道通过正向电流I_o。

2 参数设计

2.1　全负载范围软开关调制

图5为一个开关周期内开关切换时序，可实现全负载范围全部主开关的零电压开通，其中：T_s［t₀，t₁₃］为1个完整的开关周期；CNT_A为主开关的脉冲宽度调制（pulse width modulation，PWM）计数值，CNT_B为辅助开关的PWM计数值，计数值最大都为CNT；CR₀为主开关PWM比较值，CR₀确定主开关S₁、S₂的占空比；CR₁和CR₂为开关 $S_{X_{1}}$ 的PWM比较值，CR₁确定开关 $S_{X_{1}}$ 开通时刻，CR₂确定开关 $S_{X_{1}}$ 关断时刻；CR₃和CR₄为开关 $S_{X_{2}}$ 的PWM比较值，CR₃确定开关 $S_{X_{2}}$ 开通时刻，CR₄确定开关 $S_{X_{2}}$ 的关断时刻。

图5 一个开关周期动作时序

Fig.5 Operation sequence in a switching cycle

图6为桥臂上下管换流过程。电流从桥臂中点流出时，若电流由下管换流到上管，上管是硬开通，需要辅助电路工作，给上管创造软开通条件。此阶段的开关动作时序为［t₀，t₈］，与上节的工作流程相同。电流从上管换到下管，软开关的实现和负载电流大小有关。若主开关死区时间为t_dead1，当负载电流大于自然软开关阈值电流I_oth时，下管为自然零电压开通，辅助电路可不必动作进行辅助。其中

(24)

图6 桥臂上下管换流过程

Fig.6 Switch commutation process of the upper and lower tubes of bridge arm

负载电流小于I_oth时，无法使下管漏源电容完全放电，下管漏源二极管不能导通，下管是硬开通。这时需要让辅助电路动作，为下管的开通创造软开关条件，此阶段的开关动作时序为图5中的［t₈，t₁₃］。即在上管关断前，开通辅助下管给换流电感充电。负载电流和电感电流同时给下管的漏源电容放电，放电完毕后下管漏源二极管导通。同理，电流流入桥臂中点时，每次下管的开通为硬开关，都需要辅助电路动作，上管的开通根据负载电流与I_oth的大小决定是否让辅助电路工作。

在图5中的［t₀，t₈］阶段，若需要辅助S₁开通，则需要先开通 $S_{X_{1}}$ 。在S₁开通前提前给电感充电，换流电感有正向电流。由软开关条件得到换流电感充电时间t_ch，则图5中［t₀，t₈］阶段辅助开关 $S_{X_{1}}$ 的开通时刻有

(25)

在［t₈，t₁₃］阶段中辅助开关动作时刻与之类似，只需要控制换流电感电流 $i_{L_{r}} (t_{10})$ 加上负载电流I_o等于I_oth即可。为确保S₁软开关实现，需在主开关死区时间内保持 $S_{X_{1}}$ 开启。S₁开启时， $S_{X_{1}}$ 同步关断。辅助开关 $S_{X_{1}}$ 的关断时刻有

(26)

$S_{X_{1}}$ 关断后，换流电感电流转移到 $S_{X_{2}}$ 漏源二极管。为降低二极管导通损耗，需开启 $S_{X_{2}}$ 。 $S_{X_{1}}$ 关断后经过辅助桥臂死区时间t_dead2后， $S_{X_{2}}$ 才开通， $S_{X_{2}}$ 开通时刻有

(27)

当换流电感电流降为0时，需要关断续流辅助开关 $S_{X_{2}}$ ， $S_{X_{2}}$ 关断时刻有

(28)

在［t₈，t₁₃］阶段内若需要辅助S₂开通，则需先开通 $S_{X_{2}}$ 。在S₂开通前提前给电感充电，换流电感有负向电流。此阶段辅助开关开通关断时刻与［t₀，t₈］阶段分析类似。

2.2　换流电感值设计

在此拓扑工作过程的模式4阶段，换流电感与主开关漏源电容谐振。此阶段持续时间t₂₃小于主开关死区时间t_dead1时S₁才能零电压开通。由式（11）可得到换流电感的最小充电时间：

(29)

可简化为

(30)

式中：i_ovm为最小过冲电流。

由于桥臂上下管的互补关系，当主开关S₁占空比达到最大CR_0m时，S₂导通时间较短。若功率因数为1，此时的负载电流达到峰值I_om，为使S₁实现零电压开通，换流电感需要较长的充电时间。逆变器调制方式为经典7段式SVPWM，并遵循图5所示的开关动作时序，不考虑开关管开通关断时间，此时换流电感最大充电时间只有S₂的导通时间的一半：

(31)

再结合式（30）的软开关条件，当直流电压V_dc和主开关漏源电容 $C_{S_{1}}$ 恒定时，可得到换流电感值L_r和主开关最大占空比CR_0m、最大负载电流I_om的约束关系。

当换流电感为固定充电时间（充电时间由最大负载电流计算）、开关频率为f_s时，简化电感电流的有效值计算，图7为1个开关周期电感简化电流波形。假设模式7和模式1的持续时间相等，电感电流线性变化，模式2~6持续时间等于主开关死区时间t_dead1，且电感电流值恒为 $i_{L_{r}} (t_{2})$ ，则定充电时间下换流电感电流有效值 $i_{L_{r m e a n}}$ 为

(32)

图7 1个开关周期换流电感简化电流波形

Fig.7 Simplified current waveform of commutation inductor current in a switching period

由图7可见，L_r越小换流电感电流有效值就越小，它的损耗也越小。但L_r越小则换流电感充放电越快，对控制芯片的控制精度要求更高。给定直流母线电压V_dc=100 V、主开关频率f_s=40 kHz、主开关占空比最大取0.96、主开关死区时间t_dead1=100 ns、完成零电压开通需要换流电感充电电流 $i_{L_{r}} (t_{2})$ =100 A时，根据式（30）、（31），可得最大换流电感值为500 nH。如果控制器精度为20 ns、换流电感值为100 nH时，换流电感充电时间t_ch仅为100 ns，换流电感电流控制精度为20 A。在变充电时间控制时，换流电感电流调节范围受到了限制。综合主开关最大占空比约束和控制器控制精度约束，可以选取合适的换流电感值。

2.3　负载自适应软开关控制

根据式（30）的软开关条件可得到最大负载电流时的换流电感最小充电时间，换流电感可设置为此时间的固定充电时长，为主开关提供零电压开通条件。为减小辅助开关和换流电感的损耗，可加入负载自适应软开关控制，图8为单相控制框图。加入电流传感器，根据负载电流的大小动态调节换流电感的充电时间，电感充电电流随负载变化，能够降低换流电感电流有效值，图9为负载自适应换流电感电流示意图，图中梯形波为换流电感L_r的电流 $i_{L_{r}}$ ，虚线为变化的负载电流i_load。为计算加入负载自适应软开关控制换流电感的电流有效值 $I_{L_{r}}$ ，将电感电流简化为一系列梯形波，则

图8 负载自适应软开关控制框图

Fig.8 Load adaptive soft switching control diagram

图9 负载自适应换流电感电流示意图

Fig.9 Schematic diagram of load adaptive converter inductance current

（33）

式中：n为每个基波周期辅助电感梯形电流个数，m为最大值； $f_{b a s e}$ 为负载电流的频率; $I_{L_{r}}^{(n)}$ 为第n个梯形波电感电流的有效值；t⁽ⁿ⁾为第n个梯形波电感电流的持续时间。

给定此软开关逆变器工作条件：直流电压为100 V，负载电流峰值为100 A，换流电感值为220 nH，基波频率为500 Hz，开关频率为40 kHz，主开关死区时间为100 ns。由式（32）计算得到固定充电时间时换流电感电流有效值为9.9 A。由式（33）计算得到加入负载自适应软开关控制时换流电感电流有效值减为6.7 A。其他条件一致时，与固定充电时间相比，负载自适应软开关控制能够显著降低换流电感电流有效值，进而降低辅助电路的损耗。图10为相同工况时A相负载电流和换流电感电流仿真波形，图中，i_a为三相逆变器A相负载电流， $i_{L_{r a}}$ 为A相换流电感L_ra的电流。由图10可见，辅助电感工作时间很短，其电流在此时间尺度下呈现为脉冲状，加入负载自适应软开关控制后，脉冲电流峰值也随负载电流产生正弦变化。

图10 负载自适应软开关控制A相电流仿真图

Fig.10 A-phase current simulation diagram of load adaptive soft switching control

3 试验结果分析

根据实际大功率无人机系统需求，软开关逆变器样机设计时的技术指标如下：直流母线电压V_dc≤100 V，负载相电流有效值I_o>80 A，效率η>98%，输出功率P≤10 kW，开关频率f_s>15 kHz，体积V<200 cm³。根据上述技术指标，搭建了三换流电感软开关逆变器样机，试验样机使用到的相关器件型号如表1所示。图11为样机实物图，样机实际尺寸为71 mm（长）×56 mm（宽）×35 mm（高），体积为139.16 cm³。图12为桥臂实物图。可见，设计运行功率为10 kW，功率密度高达71 W/cm³。

表1 样机器件型号

Table 1 Components type of the prototype

器件	型号	器件	型号
主开关器件	FDMT800150	辅助开关器件	EPC2033
主开关驱动芯片	NCP81075	辅助开关驱动芯片	2EDF7235
控制器芯片	STM32G431	负载电流检测芯片	ACS781

图11 样机实物图

Fig.11 Picture of the prototype

图12 桥臂实物图

Fig.12 Main switch and auxiliary switch of bridge arms

3.1　软开关测试

从拓扑工作流程可知，各相可以单独完成软开关。根据图2进行了单相软开关的试验，将阻感负载并联连接于主开关上管或者主开关下管，分别模拟负向电流（负载电流流入主开关桥臂中点）和正向电流（负载电流流出主开关桥臂中点）2种不同的工况。进行单相软开关测试时的相关工作参数如下：直流侧电压V_dc=100 V，负载电感L_o=50 μH，开关频率f_s=40 kHz，主开关死区时间t_dead1=100 ns，换流电感L_r=220 nH，负载电阻R_o=1 Ω，单相输出功率P_a=1.5 kW，辅助开关死区时间t_dead2=50 ns。

图13、14分别为负载电流正向和负向时主开关桥臂上下管的软开关实现情况和相应的电流波形，图中：CH1~CH4为示波器的4个通道；V_gs1、V_gs2分别为主开关S₁、S₂的驱动电压；V_ds1、V_ds2分别为主开关S₁、S₂漏源极两端的电压。负载电流正向时，S₁为硬开通，需要进行辅助。由图13（a）可见，S₁的漏源电压由100 V降到0之后，S₁的驱动电压才开始抬升，换流电感充电可使S₁完成零电压开通。由图13（b）可见，S₁的驱动电压降到约1 V，S₁的漏源电压才慢慢开始抬升，即S₁完成零电压关断。负载电流正向时，S₂为自然零电压开通，不需要进行辅助。由图13（c）可见，辅助开关未动作时，S₂也能零电压开通；由图14（a）、（b）、（c）可见，负载电流为负向时，主开关上下管也都能零电压开通、零电压关断，相应的换流电感电流波形和理论分析保持一致。

图13 负载电流正向时的工作波形

Fig.13 Operation waveform with positive load current

图14 负载电流负向时的工作波形

Fig.14 Operation waveform with negative load current

图13（d）、14（d）为40 kHz主开关频率时，负载电流与换流电感电流的波形，可以看出，在此单相测试条件下，主开关实现全软开关时，辅助电路的工作频率与主开关频率相同。由于GaN器件的快速开关特性，辅助电路工作时间很短，其电流为脉冲形式，脉冲宽度约为300 ns。辅助开关和换流电感损耗都很小，有利于选取体积较小的换流电感，提高整个变换器的功率密度。

3.2　效率测试

对图1中的三相逆变电路进行效率测试。保持母线电压、开关频率和负载不变，选用电阻和电感串联作为负载。结合7段式SVPWM的全负载范围软开关调制方法，并加入负载自适应软开关控制。改变调制比，测得不同功率下的硬开关和软开关效率并进行对比，实测效率曲线如图15所示。在母线电压为100 V、开关频率为40 kHz、基波频率为500 Hz条件下，测试到10 kW的最大输出功率，此时软开关效率为99.25%，而硬开关效率为98.77%，效率提升了0.48%。辅助电路的加入为主开关创造了软开关条件，使用导通性能更好的硅器件有效降低了主开关的损耗；同时使用开关特性更好的氮化镓器件，使得辅助电路自身损耗也较小。在软开关变换器中，这2类器件共同作用，提升了整个系统的效率。

图15 实测效率曲线

Fig.15 Experimental efficiency curves

4 结论

本文提出了一种基于GaN-Si器件混用的大功率无人机电机驱动软开关变换器，经过理论分析、仿真验证与试验测试得到以下结论：

1）该变换器能使全部主开关实现零电压开通，辅助开关实现零电流或零电压开通，能有效减小开关损耗。

2）该变换器中软开关辅助电路工作时间短，并加入负载自适应软开关控制，能有效降低辅助电路损耗。

3）该变换器中辅助电感电流有效值小，可选取更小体积的换流电感，有利于减小变换器的体积。

4）主开关选用Si器件，辅助开关选用GaN器件，通过器件混用设计出的电机驱动器充分发挥出了各类开关器件的优势。

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基于GaN-Si器件混用的大功率无人机电机驱动软开关变换器

1 拓扑和回路动作

1.1 拓扑结构

1.2 工作原理

2 参数设计

2.1 全负载范围软开关调制

2.2 换流电感值设计

2.3 负载自适应软开关控制