一种适用于可穿戴设备的高稳定性微显示像素电路

2012年，美国谷歌公司发布了其第一款可穿戴设备——谷歌眼镜（Google Project Glass），是集AR/VR技术、微显示技术、信息技术与互联网技术等为一体的便捷式电子设备，具备拍照、通话、导航、收发邮件等传统电子通信设备的功能，轻巧便携，可以应用于高等教育、医疗、自然科学研究、语言学习等领域，引发了高度关注［1］。自2014年起，美国苹果公司陆续发布了数款智能手表Apple Watch系列产品，融合了移动支付、心率监测、休闲娱乐、信息收发等多种功能［2］。后来，国内华为、小米等公司也相继推出了类似的手环型可穿戴电子设备。2020年，全球虚拟现实市场规模约为137亿美元，预计到2024年市场份额有望达到365亿美元［3］。可穿戴设备作为AR/VR技术的重要显示载体，市场前景较为乐观。

目前市面上的可穿戴设备虽然结构、用途多样，但其信息显示部分本质上都是应用微显示技术实现的。微显示技术是将光电器件构成的显示矩阵和集成电路技术相结合的新型显示技术，其原理是使用显示芯片对显示矩阵面板中的每一个微显示电路进行开关控制，根据输入的数据电平供给对应的输出电压或电流从而使对应的光电器件发光。相对于传统的阴极射线管和液晶显示而言，微显示器件具有尺寸小、功耗低、对比度高、亮度高、集成度高、响应速度快等特点［4-5］，适合广泛应用于AR/VR、投影显示、可穿戴设备等对分辨率、显示质量和功耗要求都较高的新型显示技术应用领域［6］。目前比较成熟的微显示技术按照显示材料不同区分，主要有硅基液晶（Liquid Crystal on Silicon， LCoS）、硅基OLED（OLED-on-Silicon）、micro LED等。例如，谷歌眼镜是抬头显示（Head Up Display， HUD）与AR技术的应用典型，常用LCoS作为显示屏［7］。而Apple Watch与日本任天堂公司生产的部分Switch掌上游戏机则使用了硅基OLED显示屏。

可穿戴设备市场持续向着高分辨率、微型化、低功耗方向发展，这对微显示器件的显示质量提出了更高的要求。微显示器件的显示驱动芯片起到信号产生与显示矩阵控制的作用，并不直接参与图像显示，所以微显示矩阵的显示稳定性直接决定着微显示器件的显示质量。而当微显示器件的面积缩小到25.4mm （1 in）及以下，若进一步提高器件分辨率，则需要进一步缩小显示面板中单个显示矩阵像素点的面积和间距。此时由于版图、工艺等物理因素限制，晶体管阈值电压漂移问题将不可忽视，使得在给定相等的输入数据即显示灰度下，微显示电路之间的工作电流不同，从而造成微显示器的发光电流稳定性降低［8-9］，影响显示质量；而出于低功耗考虑，可穿戴设备的工作电压相比大型显示设备来说要小得多，在低工作电压和器件微型化的限制下，阈值电压偏移导致发光电压或电流的减小效应会更加显著［10］。为了解决这一问题，本文提出了一种能够满足可穿戴设备高显示稳定性要求的电流型微显示电路及其驱动方法，以解决高分辨率下微显示电路驱动管阈值电压偏移引起的发光电流稳定性下降的问题，满足多种高分辨率电流型微显示对高发光电流稳定性的要求。

2 微显示像素电路设计及工作原理

图1是传统的源跟随型2晶体管1电容（2-Transistor-1-Capacitor， 2T1C）型微显示像素电路结构图。扫描信号Vscan是微显示矩阵的行扫描信号，当该信号有效时，开关管M1开启，数据信号Vdata被存储在存储电容CS中；Vdata应不小于驱动管M2的阈值电压Vth2，从而驱动管开启且工作在饱和区，该微显示电路的发光电流流经光电器件LED，微显示器件发光且发光电流表达式为：

Idr=12⋅  μ⋅  COX⋅  W/L⋅  (Vgs2−Vth2)2=12⋅  μ ⋅  COX⋅  W/L⋅  (Vdata−Vth2)2 ,

（1）

其中：μ表示驱动管M2的电子迁移率，COX为其栅电容的电容值，W为沟道宽度，L为沟道长度。基本的源跟随型2T1C微显示电路结构简单、控制简便，单个电路面积较小，只要数据电压成功存储于电容，即使行扫描信号撤除即本行扫描结束、下一行电路开始被扫描，本行微显示电路依旧可以发光，具备基本的微显示功能。但是式（1）中发光电流与晶体管的阈值电压直接相关，晶体管阈值电压漂移问题会直接导致发光电流衰减、波动、偏移等问题，因此2T1C型微显示电路并不满足可穿戴设备等对发光稳定性和显示质量要求较高的微显示器件。

图1  2T1C微显示像素电路结构图

Fig.1  Structure diagram of 2T1C microdisplay pixel circuit

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为了解决这一问题，目前认可度较高的方法是修改微显示电路结构，优化工作原理，使发光电流尽可能与电路工艺、物理等因素无关，从而实现微显示器件的稳定发光。例如中国科学院宋玉龙提出的一种适用于LCoS微显示的存储电路，该电路由6个晶体管和2个存储电容组成，其功能是在发光阶段利用存储电容中的电压值供给LCoS显示面板发光，降低了器件功耗［11］。然而，存储电容中的电荷的泄露问题并没有得到很好解决，同时该电路并不适用于其他类型的微显示设备。东南大学赖良德等人设计了一种电流驱动型6T1C微显示电路，将晶体管的阈值电压进行了提取和存储，减小了阈值电压对发光电流的影响，适用于micro LED、硅基OLED等微显示设备，提高了发光电流稳定性［12］。然而该电路在低压5 V的工作条件下发光电流较小，仅1 nA左右，限制了微显示器件在高亮度显示如掌上游戏机、AR/VR等领域的应用，亦不适用于量子点发光二极管等新型光电器件。徐勇等人设计的低压6T1C数字驱动型微显示电路相较于模拟驱动对晶体管尺寸的限制更小，有利于电路的微型化，但在驱动能力和发光稳定性上略有不足［13］。J P Lee等人提出的5T1C型电路结构简单、控制方便，取消了公共高电平从而减小了电压滚降（IR Drop）对电流稳定性的影响，同时兼顾了阈值电压补偿，稳定性较好［14］。但是该电路工作在中压条件下，限制了该电路在可穿戴设备中的应用。

图2为本文提出的适用于可穿戴设备的高稳定性微显示像素电路的结构图，该电路由物理性质与制造工艺相近的4个NMOS晶体管、1个PMOS晶体管和1个存储电容组成，结合数据信号Vdata、第一控制信号SCAN1、第二控制信号SCAN2、发光控制信号EN共同控制着光电器件LED的关闭与发光。VDD与GND代表公共高电平信号及其电压值和公共地电平信号及其电压值。数据信号Vdata提供的模拟数据电压值来自于驱动芯片数模转换模块。对于微显示电路而言，一般用灰度值作为发光亮度变化指标，而每一个Vdata的电压值都对应一级显示灰度。Vdata越大，灰度值越大，微显示器件的发光亮度也就越大。又因为M_Ndr和光电负载是串联的，即晶体管漏电流与微显示电路发光电流相同，因此微显示器件发光的亮度由Vdata和晶体管的器件参数共同决定。为保证所提出的5T1C电路具备低压工作能力，VDD与GND分别取5 V和0 V，5个MOS管均为低压5 V工艺晶体管。第一控制信号SCAN1、第二控制信号SCAN2和发光控制信号EN是微显示驱动芯片供给的电平脉冲信号，其在一个扫描周期内的时序组合先后对应着所提出的5T1C型电路的3个工作阶段，如图3（a）所示。3个工作阶段及对应阶段中5T1C电路工作情况具体如下：

图2  5T1C型微显示像素电路结构图

Fig.2  Structure diagram of 5T1C microdisplay pixel circuit

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图3  5T1C型微显示像素电路工作时序原理图

Fig.3  Timing diagram and operation function of 5T1C microdisplay pixel circuit

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（1） 复位重置阶段

图3（b）所示复位重置阶段是在一帧时间内的第一个工作阶段，在该阶段内，SCAN1、SCAN2和EN置为低电平0 V。由于SCAN1和SCAN2分别连接于M_P0和M_N1两个MOS管的栅极，因此M_P0开启而M_N1关闭。使用PMOS管M_P0的原因是传输高电压5 V时不会有阈值损失，确保节点B的电压被拉高至5 V；又因为节点B即为存储电容的一端，因此存储电容中的电压水平也即为5 V。此时发光控制信号EN保持低电平，所以即使驱动管M_Ndr的栅极电压为5 V，该管依旧关闭，无电流流经发光负载。该阶段的主要目的是重置节点B即存储电容中存储的电压水平，提高了后续阈值电压检测、存储电容充放电的准确度，是确保所提出的5T1C微显示电路精确工作的重要一步。

（2） 阈值电压检测与存储阶段

如图3（c）所示，在阈值电压检测与存储阶段，SCAN1和SCAN2都置为高电平5 V，发光控制信号EN保持低电平不变。此时M_P0关闭而M_N1开启，所以节点B与存储电容与VDD断开连接；同时，由于节点B的电压原本为5 V且M_N2栅漏相连，所以此时M_N2起二极管作用，其漏极电压即节点B的电压从5 V开始通过电容放电下降至Vdata+Vth。由于发光控制信号EN保持低电平，所以M_N3和M_Ndr均关断，无电流流经发光负载。可见，在本阶段内存储电容上保有的电压值中，包括了晶体管阈值电压的一部分值，实现了提取阈值电压的功能。

（3） 补偿与发光阶段

图3（d）是本文提出的5T1C微显示电路在补偿与发光阶段的工作情况。此时，SCAN1保持高电平5 V而SCAN2置低电平0 V，关闭M_P0与M_N1，节点B电压得以保持；而发光控制信号EN拉高，所以M_N3开启。此时驱动管M_Ndr栅极电压为节点B的电压即Vdata+Vth，漏极通过M_N3与发光负载和公共高电平信号相连，所以驱动管M_Ndr工作在饱和区，电流表达式为：

Idr=12⋅  k⋅   (Vgsdr−Vth)2=12⋅  k⋅   (Vdata+Vth−Vth)2=12⋅  k⋅   (Vdata)2 ,

（2）

其中：k=μCOXW/L，μ为M_Ndr的载流子迁移率，COX为M_Ndr栅电容的电容值，W/L为M_Ndr的宽长比。由式（2）可知，在补偿与发光阶段M_Ndr的漏电流即发光负载LED的发光电流与晶体管的阈值电压无关，消除了阈值电压漂移对发光电流的负面影响，同时，在该阶段内只要所有信号都保持不变，M_Ndr源漏电流即发光电流保持不变，发光负载LED会持续稳定发光。此外，上述SCAN1、SCAN2和EN信号在实际工程制造中，出于低功耗和简化设计考虑，一般是由微显示驱动芯片中的行扫描时钟脉冲结合电平移位电路、D触发器、组合逻辑门等行控制电路模块所形成的周期信号并通过一组级联D触发器实现信号的逐行传送，从而当本行扫描结束时，由于D触发器的电平状态保持作用，本行信号电平得以维持，同时下一行扫描开启，并减少了额外的动态功耗。

3 电路仿真结果及分析

针对图2与图3所示的微显示电路及其工作时序原理，本文在低压5 V工艺、60 Hz刷新率、720 PPI分辨率等条件下于HSPICE平台、3.3 V/5 V工艺实现了仿真电路的搭建、测试与结果分析，以模拟可穿戴设备的真实应用场景。图4是在最大显示灰度条件下，该5T1C型微显示电路在一帧时间内，输入信号电平、节点B处的电压值与发光电流的变化情况。图中（1）、（2）、（3）区间分别代表上述的复位重置阶段、阈值电压检测与存储阶段。复位重置阶段的主要目标是校准存储电容中存储的电压值，用时较短。在该阶段内，第一控制信号SCAN1、第二控制信号SCAN2和发光控制信号EN均保持0 V，节点B电压值为5 V，表示存储电容连接至公共高电平VDD，并将存储电容中的电压恢复至5 V，此时发光电流为0，微显示电路不支持发光。在阈值电压检测与存储阶段，存储电容放电至节点B电压至Vdata+Vth=2.93 V，发光电流仍为0，微显示电路不支持发光。复位重置阶段和阈值电压检测与存储阶段均是非发光阶段，存储电容、工作电压水平和微显示器件的刷新率共同决定了以上两个阶段的时长。同时考虑电容面积对微显示电路面积影响较为显著、需要控制电容大小，本文复位重置阶段和阈值电压检测与存储分别用时2 μs、8 μs，如图4所示，均为实验数据中最长延时，可以保证电容电压值稳定，同时满足人眼视觉延迟特性［15］，使得非发光阶段不显著影响微显示电路的显示效果。在补偿与发光阶段，发光电流流过发光负载，节点B电压保持在2.93 V，M_N3工作于线性区，起电阻作用，驱动管M_Ndr的电压电流关系满足Vgsdr−Vth=Vdata<Vds，发光负载稳定发光，发光电流达1 017.1 nA。

图4  5T1C微显示电路各信号电压、节点电压与驱动电流在一帧时间内的变化情况。

Fig.4  Signal and node voltages，driving current of 5T1C microdisplay pixel circuit during one frame time.

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图5和图6分别是图2所示2T1C微显示电路和5T1C微显示电路在工作电压、灰度等级、晶体管工艺等条件相近下的发光电流与显示灰度值和晶体管阈值电压偏移的变化关系。

图5  2T1C微显示电路发光电流与灰度值和阈值电压偏移的变化关系图

Fig.5  Diagram of driving current vs. grayscales and threshold voltage variations of 2T1C microdisplay pixel circuit

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图6  5T1C微显示电路发光电流与灰度值和阈值电压偏移的变化关系图

Fig.6  Diagram of driving current vs. grayscales and threshold voltage variations of 5T1C microdisplay pixel circuit

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首先，数据信号Vdata与灰度值成正比，其值越大，灰度值越大，微显示器件的发光亮度也就越大。由式（1）得，2T1C微显示电路发光电流与微显示电路晶体管的阈值电压直接相关，发光电流与灰度值成近似二次函数关系，且曲线波动较大。对于5T1C微显示电路而言，结合图6与式（2），发光电流大小与灰度值亦满足近似二次函数关系，但曲线更为圆滑，更有利于微显示芯片中GAMMA矫正等模块的设计［16］。另一方面，人眼对于亮度变化的感观也是非线性的，对于亮度较低的光暗变化更为敏感［17］，亮度较高时对其变化敏感度较低，所以在低灰度区，微显示电路各灰度级之间差距较小是较为合理的。

本文选择最低有效位（Least Significant Bit， LSB）作为衡量发光电流偏差的指标，对比2T1C微显示电路以说明本文所提出的5T1C微显示电路的稳定性。当发光电流偏差不多于1 LSB时，即使因为阈值电压漂移导致发光电流出现误差，也不会直接改变其所在的显示灰度级别，对微显示器件的整体显示质量影响不大。同时，当灰度级较高、发光电流基数较大时，如果仍采用百分比误差计算，当出现较大电流偏差时得到的误差值仍可能较小，不能客观衡量电流误差的准确性。验证微显示电路阈值补偿功能时，阈值电压偏移量参考值在-20~+20 mV之间即可较好说明电路的发光稳定性［14］。本文选择阈值电压偏移量在-50~+50 mV之间，以使5T1C电路具有较好的稳定性。

如图5所示，2T1C微显示电路在灰度值为0时，发光电流几乎为0，电流偏差的绝对值较小，所以误差计算结果较小；当灰度值最大时，数据电压Vdata较大，根据式（1），阈值电压偏移量相较于Vdata较小，所以误差计算结果也较小。但在其余灰度级情况下，阈值电压偏移时的发光电流与没有偏移时的发光电流差异显著，误差均不小于1 LSB，且最高达到了+18.67 LSB，所以晶体管阈值电压偏移严重影响了传统2T1C微显示电路的稳定性和显示质量。而如图6所示，在本文实验条件下，由于本文所提出的5T1C微显示电路具备补偿功能，所以在全灰度范围内，即使阈值电压发生了明显的偏移，阈值电压偏移时的发光电流曲线与没有偏移时的发光电流曲线高度重合，发光电流的偏差依旧保持在-0.54~+0.70 LSB之间，说明阈值电压的偏移亦未对发光电流产生显著影响。综上所述，本文所设计的微显示电路能够满足设计要求，可以正常工作。

4 结 论

为了满足可穿戴设备的应用需求，本文分析了影响可穿戴设备中微显示器件显示稳定性的因素，并设计了一种新型高稳定性微显示像素电路。该电路由5个MOSFET和1个存储电容构成，电路结构和控制方式较为简单。经HSPICE仿真实验验证，所设计的微显示电路在低工作电压条件下，通过对晶体管阈值电压值进行提取、存储和补偿，使其在-50~+50 mV的阈值电压显著偏移情况下，发光电流误差保持在-0.54~+0.70 LSB之间，同时最高发光电流可达1 017.1 nA。通过与同实验条件下的传统2T1C微显示电路的性能对比，表明本文所提出的5T1C微显示电路具备较高的发光电流稳定性，同时在低压工作条件下，发光电流范围亦较大。因此，所设计的新型微显示像素点电路能够满足可穿戴设备应用中低功耗、高显示质量的需求。